概論６に引き続き、Fuzzface概論３でIceoと「真のhFE」との相関を示したサンプルの一部（2SB370_Sample15, 12, 11）をＱ１として（Ｑ２は2SB370_Sample27）、実際のギター入力（１弦１２フレットのハーモニクス（Ｅ） および ３弦１２フレットのハーモニクス（Ｇ））に対する出力波形を観察してみます。

＜概論６ 図１：Fuzzface回路中の出力波形の観測ポイントＡおよびポイントＢ＞

＜図１：2SB370_Sample15 ＆ １弦１２フレット（Ｅ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図２：2SB370_Sample12 ＆ １弦１２フレット（Ｅ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図３：2SB370_Sample11 ＆ １弦１２フレット（Ｅ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図４：2SB370_Sample15 ＆ ３弦１２フレット（Ｇ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図５：2SB370_Sample12 ＆ ３弦１２フレット（Ｇ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図６：2SB370_Sample11 ＆ ３弦１２フレット（Ｇ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜表２：図１〜６の波形観察時のVCB1およびVCB2の値＞

Iceoの増大による出力波形への影響を見るため、「真のhFE」はほぼ同じでIceoのみが異なるサンプル（Sample15⇒12⇒11の順にIceoが増大）を使用して結果を採取して見ました。
図１⇒図２⇒図３（もしくは図４⇒図５⇒図６）におけるPointＡの結果を比較すると、
期待通りIceoが増大することにつれて波形の上側のアタマがつぶれてくることが判ります。

Fuzzface概論３でIceoと「真のhFE」との相関を示したサンプルの一部（2SB422_Sample24, 49, 98）をＱ１に用いて（Ｑ２は2SB370_Sample27）、実際のギター入力（１弦１２フレットのハーモニクス（Ｅ） および ３弦１２フレットのハーモニクス（Ｇ））に対する出力波形を観察してみます。ここでハーモニクスを使ったのは（１）ギターからの生の出力であること（２）正弦波に近い といった理由からです。

＜図１：Fuzzface回路中の出力波形の観測ポイントＡおよびポイントＢ＞

図１の回路図のPointＡおよびPointＢの信号を同時にPowerbookのステレオ入力に直結し、M-AUDIO FireWire410を介してLogic7を用いて取り込んだ音声（サンプリング周波数44.1kHz）の波形を画面キャプチャーで画像化する、というなんだか原始的な方法を用いてます。
とはいえ音声信号を見るくらいのレベル（周波数）だったらオシロより便利かもしれません。
（残念ながらPowerbookのステレオ入力は「音が録れる」レベルでしかなく、計測に使うのは難しいようです・・・）

＜図２：2SB422_Sample24 ＆ １弦１２フレット（Ｅ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図３：2SB422_Sample49 ＆ １弦１２フレット（Ｅ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図４：2SB422_Sample98 ＆ １弦１２フレット（Ｅ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図５：2SB422_Sample24 ＆ ３弦１２フレット（Ｇ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図６：2SB422_Sample49 ＆ ３弦１２フレット（Ｇ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜図７：2SB422_Sample98 ＆ ３弦１２フレット（Ｇ）の出力結果（上段：PointＡ，下段：PointＢ）＞

＜表１：図２〜７の波形観察時のVCB1およびVCB2の値＞

表１の結果は、概論３での付図３〜６の結果を簡略化した感じになっています。

Sample24において１弦１２フレットのハーモニクスＥがマトモに出ない（図２）のは、表１での測定結果よりVCB2が飽和領域どころかマイナスであるためトランジスタが機能していないことが理由と思われます。図５の３弦１２フレットのハーモニクスＧの場合に多少なりとも出力が行われているのは、入力信号自体がＥに比べて大きいためでしょう。

Ｑ１のhFE1が大きくなるにつれてVCB2が大きくなりＱ２が飽和領域から離れ、他方VCB1は小さくなってＱ１が多少飽和領域に近づいていますが、左記の電気的な状況が出力Ｂに及ぼす影響はSample49の非対称波形（図３Ｂ および 図６Ｂ）から Sample98の対称に近い波形（図４Ｂ および 図７Ｂ）への波形変化として現れています。

【Ｑ１：ゲルマTr版Fuzzfaceはなぜ周囲温度の変化に弱いのか】

＜図１：ゲルマニウムトランジスタにおけるVce-Ic図＞

Ａ１：ゲルマニウムトランジスタの動作において、周囲温度が上昇した場合にはIceoとhFEが増大します（Fuzzface概論１：ゲルマTrの温度変化に対する特性（Iceo, hFE）変化の項参照）。図１で示すように、IceoはゲルマTrの場合比較的大きく、 かつ温度上昇に伴いIceoは指数関数的に増大し、hFEは比例的に増大します。正弦波入力時の１石エミッタ接地増幅による出力を図２に模式的に例示してみます。

＜図２：動作点Ｂにおける波形のつぶれ方（例）＞

Iceoが実線→点線のように増加すると、図１の負荷線上の動作領域（背景が白い部分）と遮断領域（背景が黄色い部分）との境界Ａが①→のように移動して動作領域が狭くなります（図３）。

＜図３：動作点ＢにおいてIceoが①→のように増大した際の波形のつぶれ方（例）＞

また、hFEの増大により、図１中の動作点Ｂが②→のように移動します（図４）。

＜図４：動作点Ｂが②→のように移動した際の波形のつぶれ方（例）＞

このとき、Iceoの増大によりＡが飽和領域（背景が緑の部分）との境界Ｃに達すると動作領域がまったくなくなってしまいます（not shown）し、また、hFEの増大によりＢが飽和領域に入るとAB級どころかＢ級増幅すらしなくなります（図５）。

＜図５：動作点が飽和領域を超えた際の波形のつぶれ方（例）＞

ただ、前述のとおり温度上昇による影響はhFEよりIceoの方がはるかに大きく、特にFuzzfaceの１段目のようにコレクタ電流のオーダーがIceoに近い場合にはIceoの増大による動作領域の減少の方が、（動作する／しないの点では）より支配的だとは言えると思います。
（ゲルマTrのIceoの大きさを鑑みると、個人的にはFuzzfaceのコレクタ抵抗の大きさ（33kΩ）は疑問です。Tonebenderのようにもう少しこのコレクタ抵抗が小さければ（10kΩ）、使えるトランジスタの幅がかなり広がるように思うのですが）

上記結果をを踏まえて、参考までにFuzzface回路全体における正弦波入力に対するクリップの概要を模式的に示してみます（図６ー 図８）。図６は１段目および２段目のトランジスタの動作点がともに動作領域にある場合、図７は１段目のトランジスタが飽和している場合、そして図８は２段目のトランジスタが飽和している場合 を示したものです。

前述のように、図７の１段目トランジスタの飽和は温度上昇により１段目トランジスタのhFEが著しく増大した（もしくはもともと高いhFEのトランジスタを使用した）場合に発生し、また図８の２段目トランジスタの飽和は温度下降により１段目トランジスタのhFEが著しく下降した（もしくはもともとhFEが低いトランジスタを使用した）場合に起こります。

＜図６：Fuzzfaceにおいて１段目および２段目のトランジスタがともに動作領域にある場合の波形クリップの様子＞

＜図７：Fuzzfaceにおいて１段目のトランジスタが飽和領域にある場合の波形クリップの様子＞

＜図８：Fuzzfaceにおいて２段目のトランジスタが飽和領域にある場合の波形クリップの様子＞

図８において１段目トランジスタの波形の中心を図６、図７における波形の中心に比べて上側にシフトさせて描画している理由は、２段目トランジスタが飽和するような状況では（飽和しない状況に比べて）１段目のトランジスタが飽和から比較的遠い状態で動作していることによるものです。
（詳細はFuzzface概論３（測定結果）の＜１段目トランジスタのhFEが小さい場合に何が起こるか＞における付図３−付図６を参照）

実際には上記に加えて入力のカップリングコンデンサ（2.2μF）と入力インピーダンス（ほぼ１段目トランジスタのhieのオーダーなので1〜数kΩ）により形成されるハイパスフィルタにより入力前に数十Hz以下の低域がカットされ、トランジスタ自体の高域特性の悪さにより十数kHz以上の高域がカットされ（波形の平らな部分が右肩下がりになる）、さらに出力のカップリングコンデンサ（0.01μF）と次につなぐ機器の入力インピーダンスにより形成されるハイパスフィルタにより低域がカットされるはずです。

現在Fuzzfaceをコピーしようとする場合には、回路定数を変えずにバカ正直に作ってトランジスタを選別しまくるよりは、持っているトランジスタに合わせてコレクタ抵抗を調整するか、もしくは下図９のようにコレクタ抵抗を可変（図中赤で示すように固定抵抗（RC1：10kΩぐらい）と可変抵抗（VR3：20kΩぐらい）を直列につなぐ。RC1の固定抵抗を減らし過ぎると抵抗値を下げた時に電流が流れ過ぎて可変抵抗が焼けるのでNG）にするのがいいと思います。

＜図９：バイアスを調整できるように少しだけ改良したFuzzfaceの回路図＞

この部分を可変抵抗化しておくと周囲温度が変化した時にバイアスのセッティングを調整できるので多少便利かもしれません。ただその場合、可変抵抗をひねった時にガリガリ言うようになります（どこかの自作記事みたいに）が、その辺は確信犯なので許してください。

もう少し回路を複雑にして良いのであれば、こちらのFuzzface概論Ｘ（結論）の回路をおすすめできると思います。ゲルマトランジスタ自体にIcboの変化を補償させているので、hFEに対する補償までは対応できていないものの、図９の回路よりは温度変化に強いはずです。できれば真冬の野外とかで使ってみて効果を試してみたいですね。

１段目トランジスタとベースがオープンなトランジスタは特性の揃ったものを使ってください。

参考文献１：はじめてのトランジスタ回路設計　（黒田 徹 著／ＣＱ出版社）
参考文献２：解析ＯＰアンプ＆トランジスタ活用　（黒田 徹 著／ＣＱ出版社）
参考文献３：'８８年版最新トランジスタ規格表（ＣＱ出版社）

＜ゲルマニウムトランジスタの特性の測定について＞
現在、fuzzfaceを自作しようとする場合に最も有用な記事はＧＥＯのThe technology of the fuzzfaceであることは疑いようのないことでしょう。このサイトには、簡単な動作原理の説明，トランジスタの選別法 および さまざまなfuzzfaceの亜種の紹介などが記されています。

今回は、まずＧＥＯに紹介されている方法をもとにIces, Iceo, hFEを測ってみたいと思います。
Iceo：ベースをオープンにしてコレクタ－エミッタ間に電圧をかけた時に流れる電流。（漏れ電流と呼ばれることもあるらしい）
Ices：ベースをエミッタと短絡させてコレクタ－エミッタ間に電圧をかけた時に流れる電流
（これらIceo,Icesはコレクタ遮断電流とも呼ばれる）

なぜＧＥＯの方法においてhFEだけでなくIceoも測定しているのかというと、トランジスタの動作領域を考えた時に、取り出せる電流はIceo以下にはならない（遮断領域）ことを踏まえてのことだと思います（逆にどんなに出力電圧を取り出そうとしても、Vceは飽和電圧Vces以下にはならない）。さらにGEOでは、このIceoを差引いたIcを用いて算出したhFEを*real*hFE（「真のhFE」）と表現しています。この「真のhFE」を使用したスクリーニング法がどの程度有効かは、後ほど検証および評価したいと思います。

なおトランジスタの動作領域の詳細は、ＮＥＣのＦＡＱ「tr-1101 動作領域」の項をご覧ください。

今回Icesを測定する意図は、Iceoが流れている状態ではVbeが0Vより下降しているもの（PNPトランジスタの場合）と推測し、それではベースの電位を強制的に0Vにしたらどうなるかを見たかったという興味本位の理由です。同様の理由で、Iceo および hFEを測定した時のVbeもそれぞれ記録しておくこととします。

＜図１：今回測定に使用する回路＞

上図はＧＥＯで紹介されているIceoおよびhFEの測定回路にIcesを測るためのSW1を追加した回路です。実験手順は以下のとおりになります。
1．最初にSW1を押した状態で数分室温になじませて、値が落ち着いたところでコレクタ電流Ices（実際は電源－コレクタ間に設置した電圧計。以下同じ）の値を読む。
２．SW1を離してコレクタ電流Iceoの値を読む。同時にVBEを測っておく。
３．SW2を押してコレクタ電流Icの値を読む。同時にVBEを測っておく。

この回路定数で測定すると、以下のようにhFEが直読できることになります。
　hFE=上記３で読んだメーターの値×１００
　真のhFE=（上記３で読んだメーターの値－上記２で読んだメーターの値）×１００

逆にIceoについては、下記のように算出する必要が生じますが。
　Iceo=上記２で読んだメーターの値/Rc(=2.5kΩ)

上記の測定条件は、(ゲルマTrの大きなIceoのため)IceoとIcの値が近すぎて「純粋な」hFE測定には不向きです。ただ、実際のFuzzfaceの１段目トランジスタのベース電流に条件が近い（実際のRfの両端の電位差は概ね0.2～0.8V程度）ので、Fuzzface用のトランジスタのスクリーニングに特化した回路である、とは言えます。

Iceo,Icesについて、上図の回路にはコレクタに電流検出用の抵抗（Rc=2.5kΩ）が入っているため、正確にはVceが一定の状態での測定とはなりませんが、Rcによる電圧降下は概ね1V程度であり、Vceが多少変動したところで測定結果に与える影響は軽微であるため（詳細な影響度合いについては、下記＜測定時のVceの大小によるIceo測定結果の変化＞参照）、ここではVce=約8Vと割り切って考えることにします。hFEについては、Ib(=9V/2.2MΩ≒4.1μA)を一定とした測定と考えることにします。本来はコレクタ電流が一定の状態で測定すべきですが、こちらも今回は簡易的な測定と割り切っておきます。
（今回のように量を捌く必要がある場合にはこういう機械が欲しくなりますね）

以下2SB370のAランクを41個測定した結果です（うち30個は同一ロット）。気温２０℃
時間があったら他の品番でも測定したいと思います。

＜図２：2SB370 AランクのIcesのばらつき＞

＜図３：2SB370 AランクのIceoのばらつき＞

＜図４：2SB370 AランクのhFEのばらつき＞

＜図５：2SB370 Aランクの「真のhFE」のばらつき＞

Ices,Iceoについては全体的に少ないように思います。まずまずのロットですね。
hFEについてはカタログ値よりは多少ばらついているようですが、測定条件が異なる（Vce=-1V,Ic=-150mA）こと および経年劣化を考えると、こちらもまあまあの結果だと思います。

次に各パラメータ間のピアソンの積率相関係数を見ます。この相関係数が高ければ高いほど互いのパラメータの間に何らかの相関関係があることが類推されます。

＜図６：Ices vs Iceo 相関係数：0.695＞

＜図７：Iceo vs hFE 相関係数：0.939＞

＜図８：Iceo vs 「真のhFE」 相関係数：0.462＞

図７の結果から、この条件（hFE測定時のIb=4μA）ではIceoとhFEの相関が非常に高いことが見てとれます（hFE測定時のIbを増やした場合についても、相関は多少落ちるものの概ね同様の結果が得られています。下記＜測定時のIbの大小によるhFE測定結果の変化＞を参照）。何らかの理由でコレクタからベースに漏れた電流がエミッタに流れてhFE倍されてコレクタ電流として現れているイメージでしょうか。また、図６の結果から、IcesとIceoの相関もかなり高いようです。図中著しく離れた異常値（たぶん漏れ電流が多い不良品）を除けば、さらに0.1ぐらい相関係数がUPします。以上に比べると多少薄いですが、Iceoと「真のhFE」との相関も見られるようです。

＜図９：2SB370 AランクにおけるIceo測定時のVBEのばらつき＞

Iceo測定時にどの程度VBEが0Vからシフトするのかを測定しました。平均で63.0mV程度下降するようです。このように漏れ電流によって（勝手に）自己バイアスしているため、mosrite fuzzriteの１段目やTonebenderMkIIの１段目のように明示的にバイアスをかけなくてもトランジスタが動作します（ただし入力振幅が小さくないと信号がひずむ）。これはシリコントランジスタではありえない特性です。

＜図１０：hFE測定時のVBE vs hFE （相関係数：0.183）＞

＜図１１：hFE測定時のVBE vs 「真のhFE」 （相関係数：0.386）＞

ついでに、hFEとVBEの相関を見ておこうと思います。今回はhFEのばらつきが少なかったので、意味のある相関が出たかどうかはかなり怪しいです。ただ何故か図１１の「真のhFE」 vs hFE測定時のVBE(mV)の方が相関が若干高いように見えます。このあたりは要再調査でしょう。

（ゲルマTrの温度変化に対する特性（Iceo, hFE）変化）
「'８８年度版最新トランジスタ規格表」にも記されているように、コレクタ遮断電流Icboは温度によっては１０℃上昇するごとに約２倍程度と、非常に大きく変わります。Iceoについても同程度の温度変化に対する反応を示すと思われます。

＜図１２：Temp vs hFE (Sample21）＞

＜図１３：Temp vs 「真のhFE」 (Sample21）＞

＜図１４：Temp vs Iceo (Sample21）＞

図１２，図１３より、hFEについては温度増加に伴い比例的に値が増大しているように見えます。図１２において温度が高い時に増加量が多いように見えるのは、Iceoの増大によるものであることが図１３の結果より判断できます。また図１４より、Iceoについてはおおむね指数関数的に値が増大しているようです。

＜図１５：Temp vs hFE (Sample21, Ib=40μA）＞

hFEの測定に対するIceoの影響を無視できる程度に少なくするためにIbを40μAにして測定した結果が図１５になります。この結果ならばhFEが比例的に増大していることが納得していただけることと思います。逆にFuzzfaceの回路定数が（コレクタ電流が低くなるため）Iceoを無視できないレベルに設定されている、ということも言えるとは思います。

＜付表１：Vce vs Iceo at 22℃＞

上記結果より、当該測定条件範囲（Vce=0.5～8V）ではVceにかかわらずIceoはほぼ一定となっています。つまり実際のFuzzfaceにおいても、周囲温度が同一ならば今回のIceoの測定結果とほぼ同レベルの漏れ電流が発生していると考えることが出来そうです。

＜測定時のIbの大小によるhFE測定結果の変化＞
Ib=4μA および 40μAのそれぞれの条件でhFEを測定します。各個体にはラベルをつけて示しておきます。特記なき個体はすべてランクAです。なお、Ib=40μAの測定には、＜図１：今回測定に使用する回路＞のRbを220kΩに、Rcを250Ωにした回路を使用します。

＜付図１：Iceo vs hFE, Ib=4μA, 相関係数：-0.872＞

＜付図２：Iceo vs hFE, Ib=40μA, 相関係数：-0.462＞

Iceoについては、Rcによる電圧降下を除いてほとんど条件は変わらないので、概ね同様の傾向を示しています。ただ、hFE測定時のIbが10倍になっているので、Icも概ね10倍程度となり、そのためhFE測定におけるIceoの影響が1/10程度に減ります。
またhFE測定時の電流が、規格表における測定条件（Vce=-1V,Ic=-150mA）により近くなっているため、ランクAとランクBの違いがよりはっきり現れているようです。

＜寄生容量の測定（かなり乱暴）＞
動作していない状態での静的寄生容量を、手持ちのカスタムＬＣＲメータＥＬＣ－１３３Ａを直接つないではかってみます。かなり乱暴であることはわかっています。はい。でも何らかの傾向がつかめたら面白いかな・・・という感じで・・・。

＜付表２：ＥＬＣ－１３３Ａを使ったＢＥ間およびＣＢ間の寄生容量の測定＞

図中、Ｂ＋Ｅ－はベースを＋（赤端子）にエミッタを－（黒端子）につないだことを意味します。
Ｂ＋Ｅ－とＢ－Ｅ＋（および Ｂ＋Ｃ－とＢ－Ｃ＋）で若干値が違っているのは、トランジスタの極性の影響と思います。ちなみに上記と同様にＣＥ間を測定してみたのですが、計測値がランダムにゆれて測定自体がうまくいきませんでした。

いずれのSampleも、１０ｋＨｚでＢＥ間では３５０ｐＦ程度、ＣＢ間では５００～５５０ｐＦ程度の値を示しています。’８８年度版最新トランジスタ規格表を斜め読みするに、このクラスのゲルマの場合、fae（エミッタ接地増幅回路において、電流増幅率が３ｄＢ低くなる周波数）は１０～２０ｋＨｚ程度と目されるので、大雑把なモデルとしてはわりといい線行っているのではないかと思います。（興味のある方はspiceでシミュレーションしてみてください）

＜図１：或るFuzzfaceの回路＞

Fuzzfaceの回路定数は、とりあえず上図をベースに考えます。
なおRFとして100～150kΩ，RC2_1として470Ω or 330Ω等種々のVersionが存在するようです。RC2_1については、guitar magazine august2003, Vol.14, No.4のpp60-61の「SECRET SMILE」 というFuzzface特集を注意深く見ると概ねゲルマ=470Ω，シリコン=330Ωとなっているように見えますが、その他のVersionが存在しないことを保証できるものではありません。

＜図２：ＤＣ解析用に書き直したFuzzfaceの回路図＞

RE2に流れる電流は、Ie2-Ifなので、RE2の両端の電位差はRE2・(Ie2-Ib1)です。
Ｑ１のコレクタとエミッタの電位差をVCE1，コレクタとベースの電位差をVCB1，ベースとエミッタの電位差をVBE1Ｑ２のベースとエミッタの電位差をVBE2とすると、

　VCE1=VCB1+VBE1=VBE2+RE2・(Ie2-Ib1)

Ｑ１，Ｑ２はともにゲルマなので、VBE1≒VBE2と考えることができます。よって、

　VCB1≒RE2・(Ie2-Ib1)

おおざっぱに言えば、VCB1はRE2の両端の電圧とだいたい等しいと言えます。VCB1が小さくなりすぎるとＱ１は飽和するので、Ｑ１が飽和するかしないかは、RE2に流れる電流の大小によって決まる（RE2に流れる電流が少なくなるとより飽和に近くなる）ことがわかります。

次にRE2の両端の電位差VRE2を考えます。

　VRE2=RE2・(Ie2-Ib1)=Rf・Ib1+VBE1
　RE2・Ie2-VBE1=(Rf+RE2)・Ib1

　∴ Ib1=RE2/(Rf+RE2)・Ie2-VBE1/(Rf+RE2)

ゲルマのVBEは0.1V程度なので、思い切って無視してしまうと、

　∴ Ib1≒RE2/(Rf+RE2)・Ie2

実際にはRE2=1kΩ，Rf=100kΩなので、大体Ib1はIe2の1/100ぐらいと考えられます。

＜図３：Ｑ２の動作を理解するために心の眼で見たＤＣ解析用Fuzzface回路図＞

ここでＱ２の動作について考えると、上図のようにＱ２のベース電位はRC1による電圧降下によって決定されることがわかります。Vcc→RC1→Ｑ２→RE2→GNDのラインを考えてみると、

　Vcc=RC1・(Ic1-Ib2)+VBE2+RE2・(Ie2-Ib1)
　Vcc-VBE2=RC1・(Ic1-Ib2)+RE2・(Ie2-Ib1)
　RE2・(Ie2-Ib1)=Vcc-VBE2-RC1・(Ic1-Ib2)

ie2≫Ib1, Ic1≫Ib2とすると、

　RE2・Ie2≒Vcc-VBE2-RC1・Ic1

Ib1≒RE2/(Rf+RE2)・Ie2, Ic1=hFE1・Ib1+Iceo1より（2009/5/16追記：ゲルマの場合使用条件によってはIceoが無視できないほど大きくなるため、考慮を追加）、

　RE2・Ie2≒Vcc-VBE2-RC1・Ic1
　RE2・Ie2≒Vcc-VBE2-RC1・hFE1・(RE2/(Rf+RE2)・Ie2+Iceo1)
　RE2・Ie2≒Vcc-VBE2-RC1・hFE1/(Rf+RE2)・RE2・Ie2-RC1・Iceo1
　RE2・Ie2+RC1・hFE1/(Rf+RE2)・RE2・Ie2≒Vcc-VBE2-RC1・Iceo1
　RE2・Ie2(RC1・hFE1/(Rf+RE2)+1)≒Vcc-VBE2-RC1・Iceo1

　∴ Ie2≒((Vcc-VBE2-RC1・Iceo1)/RE2)/(RC1・hFE1/(Rf+RE2)+1)

VBE1=VBE2=0.1Vとして具体的な定数を代入してみると、

　Ie2≒((9-0.1-33k・Iceo1)/1k)/(33k・hFE1/(100k+1k)+1)
=(0.0089-33・Iceo1)/(33/101・hFE1+1)
=(0.0089-33・Iceo1)・(101/33)/(hFE1+101/33)
=(0.0272-101・Iceo1)/(hFE1+3.06)

またVCB1≒RE2・(Ie2-Ib1) , Ie2≫Ib1より、

　VCB1≒RE2・(Ie2-Ib1)≒RE2・Ie2
　VCB1≒1k・(0.0272-101・Iceo1)/(hFE1+3.06)

　∴VCB1≒(27.2-101k・Iceo1)/(hFE1+3.06)

この式より、hFE1が大きくなればなるほどVCB1は小さくなります。
（hFEとIceoは正の相関があり、かつIceoの増大はhFEの増大の効果を阻害しない）
そしてVCE（=VCB+VBE）が飽和電圧を下回ると、Ｑ１が飽和してマトモな音が出なくなります。

次にＱ１のコレクタ電位（=Ｑ２のベース電位）を考えます。前述のようにＱ２のベース電位はRC1を流れる電流によって一意的に決まり、

　Vcc-VCE1=RC1・(Ic1-Ib2)

Ic1≫Ib2 より、

　Vcc-VCE1≒RC1・Ic1
　Vcc-VCB1-VBE1≒RC1・Ic1

　∴VCB1≒Vcc-VBE1-RC1・Ic1

仮にVCB1がゼロになったとすると、Ic1は

　Vcc-VBE1-RC1・Ic1=0
　Vcc-VBE1=RC1・Ic1
　Ic1=(Vcc-VBE1)/RC1

ゲルマTrの特性よりVBE1≒-0.1Vなので、Vcc=-9V, RC1=33kΩ, Ic1=hFE1・Ib1+Iceo1より（2009/5/16追記：ゲルマの場合使用条件によってはIceoが無視できないほど大きくなるため、考慮を追加）、

　Ic1=hFE1・Ib1+Iceo1=8.9V/33kΩ≒0.27mA

つまり、Ic1=hFE1・Ib1+Iceo1＜0.27mAということになります。概論１の結果より周囲温度が同等ならばVceの大小にかかわらずIceoが同程度となることが判明しているので、少なくともＱ１についてはIceoが0.27mAを超える個体は使用できないことがわかります。

またＱ２のVCE2を考えると、Ie2≒Ic2より、

　VCE2=Vcc-RC2・Ic2-RE2・Ie2
　∴VCE2=Vcc-(RC2+RE2)・Ie2

仮にVCB2がゼロになったとすると、VCE2=VCB2+VBE2なので、

　VBE2=Vcc-(RC2+RE2)・Ie2
　Vcc-VBE2=(RC2+RE2)・Ie2
　∴Ie2=(Vcc-VBE2)/(RC2+RE2)

ゲルマTrの特性よりVBE2≒-0.1Vなので、Vcc=-9V, RC2=8.2kΩ+470Ω=8.67kΩ, RE2=1kΩより、

　Ie2=8.9V/(8.67kΩ+1kΩ)≒0.92mA

よって、Ie2＜0.92mAということになります。Ｑ１の場合と同様に考えると、Ｑ２についてはIceoが0.92mAを超える個体は使用できなさそうです。

また、VCE2=Vcc-(RC2+RE2)・Ie2, Ie2≒(0.0272-101・Iceo1)/(hFE1+3.06) および Vcc=-9V,RC2=8.2kΩ+470Ω=8.67kΩ, RE2=1kΩより、

　VCE2=Vcc-(RC2+RE2)・(0.0272-101・Iceo1)/(hFE1+3.06)
　VCE2=9-(8670+1000)・(0.0272-101・Iceo1)/(hFE1+3.06)
　∴VCE2=9-(263-977k・Iceo1)/(hFE1+3.06)

VCE2=VCB2+VBE2 かつ ゲルマTrの特性よりVBE2≒0.1Vなので、

　VCE2=VCB2+VBE2=9-(263-977k・Iceo1)/(hFE1+3.06)
　VCB2≒8.9-(263-977k・Iceo1)/(hFE1+3.06)

上記の結果より、hFE1が減少するとVCB2が減少して飽和に近づくことが判明します。
仮にVCB2がゼロになったとすると、

　8.9≒(263-977k・Iceo1)/(hFE1+3.06)
　hFE+3.06≒(263-977k・Iceo1)/8.9
　∴hFE1≒26.5-110k・Iceo1

hFE1が小さい個体は概ねIceoも小さいことを考慮してIceo1を無視すると、

　∴hFE1≒26.5

以上より、少なくともhFE1は概ね30程度以上はないとＱ２が飽和します。

これまでの解析結果を定性的／定量的にまとめてみる。（2009/5/16記載書き直し）
１．VCB1≒RE2・(Ie2-Ib1)，Ie2≫Ib1よりVCB1はRE2の両端の電圧とだいたい等しくなるように平衡し、またVCB1はIe2に概ね依存する。
２．Ie2≒(0.0272-101・Iceo1)/(hFE1+3.06), Ie2≒Ic2より、Ie2 および Ic2はhFE1が小さい個体では相対的に大きくなる。
３．VCE2=Vcc-(RC2+RE2)・Ie2より、Ie2（および Ic2）が増大するとRC2とRE2に流れる電流が増えることからそれぞれの両端の電圧も大きくなるためVCE2が圧迫され飽和状態に近づく。左記結果より少なくともhFE1は概ね30程度以上はないとＱ２が飽和する。
５．逆にVCB1≒(27.2-101k・Iceo1)/(hFE1+3.06)より、hFE1が増大するとVCB1は減少して飽和状態に近づく。
６．Ic1=hFE1・Ib1+Iceo1=8.9V/33kΩ≒0.27mAより概ねIceo1が0.27mAを超えるとVCE1が圧迫されＱ１が飽和する。ゲルマの場合２０℃あたりでIceoが0.2mA程度あることも（特に電力増幅段の石の場合）少なくないので、特にＱ１についてはゲルマＴｒのIceoの指数関数的温度特性も考慮するとそれなりに厳しい選別が必要となることがわかる。
７．３，５および６の結果より、Ｑ１のhFEおよびIceoが外気温により大きく増減することが、ゲルマ版Fuzzfaceの本質的な不安定さの原因であると考えられる。一方、Ｑ１に比してＱ２のhFEおよびIceoは回路動作の面では大勢に影響を与えていない。

○以下の式により１段目のトランジスタのhFEの大小によってＱ１が飽和したりＱ２が飽和したりすることが判明した。
　　VCB1≒27.2/(hFE1+3.06)
　　Ie2≒0.0272/(hFE1+3.06)
○Iceoについて、少なくともＱ１にはIceo<0.27mAの（同様にＱ２にはIceo<0.92mAの）個体を使用しないと、負荷線上の領域がすべて遮断領域となって動作領域がなくなってしまう。ゲルマの場合２０℃あたりでIceoが0.2mA程度あることは普通なので、特にＱ１についてはゲルマＴｒのIceoの指数関数的温度特性も考慮するとそれなりに厳しい選別が必要となることがわかる。
○１段目トランジスタのhFEおよびIceoが外気温により大きく増減することが、ゲルマ版Fuzzfaceの本質的な不安定さの原因である。
○１段目に比して２段目のトランジスタのhFEおよびIceoは回路動作の面では大勢に影響を与えていない。

これら机上回路解析の結果が実際の回路動作にどの程度合っているかを実際の測定結果をもとに評価しようと思います。

まず、今後の実験で使うトランジスタの個々の特性を再度測定します。今回は周囲温度（缶表面の温度）を測定しておいて、実際の回路での測定をなるべく同じくらいの温度で実施するよう配慮するようにします。なお、後々の測定のためにそれぞれの個体にラベルをつけておきます。あと、比較対照のためＢランクの個体（Sample16）も入れておきます（その他サンプルはすべてAランク）。

＜図１：Iceo vs hFE (Temp: 18.0～18.7℃）＞

＜図２：Iceo vs 「真のhFE」 (Temp: 18.0～18.7℃）＞

＜概論２の図１：或るFuzzfaceの回路＞（再録）

次に上記回路の中にA，B，C，Dで記した点のアースからの電位を測定し、実際のFuzzfaceの回路中でのVCB1, VCE1, VCE2を求めます。それらの値と上で測定したhFE, Iceoとの相関 および DC解析で求めた数式による算出値との比較をします。

＜図３：VCB1 vs hFE1 (Q2：Sample27）＞

＜図４：VCB1 vs 「真のhFE1」 (Q2：Sample27）＞

上記のようにＱ２をSample27に固定した条件においては、Ｑ１のVCBとhFE（および「真のhFE」）とは非常に高い負の相関を示しています（図３）。hFEと「真のhFE」とを比較すると、わずかに「真のhFE」との相関が高くなっています（図４）。

＜図５：VCE1 vs hFE1 (Q2：Sample27）＞

＜図６：VCE1 vs 「真のhFE1」 (Q2：Sample27）＞

VCB1と同様、Ｑ１のVCEとhFE（および「真のhFE」）とは非常に高い負の相関を示しています（図５）。こちらもhFEと「真のhFE」とを比較すると、わずかに「真のhFE」との相関が高くなっています（図６）。また実測値と算出値とのずれについても、「真のhFE」基準の方がよりよく合っているように見えます。同一型番 かつ 同一ランクの個体の間で選別を行ったため、元々の個体同士の値のばらつきが小さく、明確に断言できるほどの差は生じていませんが、これらの結果より「真のhFE」を基準に選別を行った方がより安定した結果を得られそうな雰囲気は感じ取れます。

上記に引き続いて、もう少し温度が高い条件(～22℃)でも状況を見てみようと思います。温度が高くなるとhFEも漸増しますがIceoの方が指数関数的に大きくなるので、Iceoと動作との関係において有意な結果が見られると思います。

＜図７：Iceo vs hFE (Temp: 21.9～22.6℃）＞

＜図８：Iceo vs 「真のhFE」(Temp: 21.9～22.6℃）＞

なお図７，図８中には、当該条件（周囲温度：21.9～22.6℃）で実際のFuzzfaceの回路のＱ１として組み込んだ（Ｑ２：sample27）際の動作状況をマーカーの色で示しています。色の内訳は以下の通りです。
（2009.5.12追記：Iceoが大きくなるにつれて、特に高音弦のサスティンに影響が出ています。元のコメントはちょっと表現が極端で不適切だったので訂正）
　赤色：高音がブチブチ切れて楽器としてキビシイ。
　　Ｑ１：sample11　⇒　
　緑色：高音のサスティンが頼りない。
　　Ｑ１：sample12　⇒　
　青色：楽器としてまともに動作している。
　　Ｑ１：sample15　⇒　
　黒色：Sample27（Ｑ２として使用のため、Ｑ１としてのテストは行っていない）
（とりあえず上記においては音色面での評価はしていません）

概論２（机上回路解析）の結果よりIceoが0.27mAを超えた個体はＱ１として使えないことが判明しておりますが、上記結果を見ると概ね回路解析の結果と符合しているように見えます。

＜図９：VCE1 vs hFE (Q2：Sample27, Temp: 21.9～22.6℃）＞

＜図１０：VCE1 vs 「真のhFE」(Q2：Sample27, Temp: 21.9～22.6℃）＞

＜図１１：VCB1 vs hFE (Q2：Sample27, Temp: 21.9～22.6℃）＞

＜図１２：VCB1 vs 「真のhFE」(Q2：Sample27, Temp: 21.9～22.6℃）＞

やはりＱ１のVCB（もしくはVCE）とhFE（および「真のhFE」）とは非常に高い負の相関を示しています（図９，図１０）。この結果においては「真のhFE」よりhFEの方が相関が高くなっています（図１１，図１２）。ただマーカーの色で示される動作状況については、hFE， VCE および VCBとの関連は比較的薄いように見えます。

なおVCB1,VCE1ともに、Iceoとの間には特筆すべき相関はありませんでした。(not shown)

＜図１３：VCE2 vs hFE1 (Q2：Sample27）＞

＜図１４：VCE2 vs 「真のhFE1」 (Q2：Sample27）＞

今度はＱ２をSample27に固定した条件において、Ｑ１のhFEがVCE2に与える影響を測定します。Ｑ１のhFEが上がれば上がるほどVCE1が上昇し、そのためＱ２のエミッタの電位が上がってRE2の両端にかかる電位差が大きくなることによって、結果としてＱ１のhFEとVCE2は正の相関を持つようになります（図１３）。こちらも「真のhFE」との相関の方がより強い傾向が見られ、実測値と算出値とのずれについても、「真のhFE」基準の方がよりよく合っているように見えます（図１４）。

＜図１５：VCE1 vs hFE2 (Q1：Sample17）＞

＜図１６：VCE1 vs (real)hFE2 (Q1：Sample17）＞

一方、Ｑ２のhFEが回路動作に与える影響はＱ１のhFEほどは大きくないようです。上記のようにＱ１をSample17に固定した条件では、Ｑ２のhFE（図９）,「真のhFE」（図１０）に因らずVCE1はほぼ5V強となっています。ただ、図９を注意深く観察すると、Ｑ２の漏れ電流Iceoが大きい場合はほのかにVCE1が少なくなる傾向はありそうに見えます。

＜図１７：VCE2 vs hFE2 (Q1：Sample17）＞

＜図１８：VCE2 vs (real)hFE2 (Q1：Sample17）＞

またVCE2についても、Ｑ２のhFE（図１７）,「真のhFE」（図１８）に因らずほぼ5V弱となっています。こちらはＱ２の漏れ電流Iceoとの有意な相関を見ることはできていません。

以上の測定結果より、次の結論が得られます。

○ＤＣ解析の結果は大雑把とはいえあながち間違ってもなさそう。
○hFEをベースに選別するより「真のhFE」をベースに選別した方が多少よいかも。少なくともIceoは測定しておいた方がよい。
○動作するかしないかという観点で見た場合、Ｑ１のhFEは60-130（「真のhFE」ベースで50-80）ぐらいがベスト。
○Iceoの大小は、特に１段目のトランジスタの動作領域に直接影響を及ぼしているようである。Iceoは温度によって指数関数的に増加するので、温度の変動による動作への影響が相対的に大きい。
○動作するかしないかという観点で見た場合、Ｑ２のhFEおよびIceoはＱ１ほどクリティカルではない。

なお、以下は個人的な感想なのでエビデンスはないです。
○VCE1が700超になる組み合わせの音はあまり好きではなかった。

＜付図１：Iceo vs hFE(2SB422, Temp: 22.0～22.1℃)＞

＜付図２：Iceo vs 「真のhFE」(2SB422, Temp: 22.0～22.1℃)＞

周囲温度：22.0～22.8℃での実際のFuzzfaceの回路のＱ１として組み込んだ（Ｑ２：sample45）際の動作状況をマーカーの色で示しています。色の内訳は以下の通りです。
（2009.5.12追記：hFEが小さくなるにつれて、全体のサスティンに影響が出ています。）
　赤色：音がブチブチ切れて楽器として使い物にならない。
　　Ｑ１：sample24　⇒　
　緑色：クリップがハードすぎて楽器としてどうかと思う。
　　Ｑ１：sample49　⇒　
　青色：楽器としてまともに動作している。　　　　　　　
　　Ｑ１：sample98　⇒　
　黒色：Sample45（Ｑ２として使用のため、Ｑ１としてのテストは行っていない）
（とりあえず上記においては音色面での評価はしていません）

概論２（机上回路解析）の結果よりhFEが30を下回る個体はＱ１として使えないことが判明しておりますが、上記結果を見ると予想通りhFEが低いサンプル（Sample24,25,28）では増幅回路としてまともに動作していないように思われます。

＜付図３：VCE1 vs hFE1(2SB422, Temp: 22.0～22.8℃)＞

＜付図４：VCE1 vs 「真のhFE1」(2SB422, Temp: 22.0～22.8℃)＞

＜付図５：VCE2 vs hFE1(2SB422, Temp: 22.0～22.8℃)＞

＜付図６：VCE2 vs 「真のhFE1」(2SB422, Temp: 22.0～22.8℃)＞

VCE1およびVCE2とhFE1（および「真のhFE1」）との関連を見てみると、もう少し詳細な状況がわかります（付図３～６）。この結果よりhFEが低いサンプル（Sample24,25,28）ではVCE1, VCE2ともに（2007.10.04誤記訂正）VCE2が飽和領域に入ってしまい、信号がまともに増幅されていない様子がわかります。いくら歪みモノとはいえ、ある程度はリニアに増幅されないと楽器として使用に耐えないというごく当たり前のことが示されているように感じます。

（注）ラッチングリレー研究１にも増して、こちらはほぼ自信ありません。真似するのはやめた方がいいです。間違い等ございましたらどしどしご教示ください。

上の回路で一応のところ問題なく動いております。オペアンプについては、ＮＪＭ４５８０とかＮＪＭ５５３２ならば動きますがＮＪＭ４５５８やＴＬ０７２では動きませんでした。おそらくドライブ能力の差だと思います。
手元の試作結果によると、ＮＪＭ４５８０の場合上記回路での消費電流がＩＣ１個に対して４．６ｍＡ程度になりました（ＮＪＭ５５３２の場合６．８ｍＡ。動かないですが４５５８の場合では３．４ｍＡ）。本当は後述する理由でレールトゥレールかつ消費電流が極小かつ耐圧の高いオペアンプを使いたいのですが、不勉強にしてそんな品種を知らないもので・・・ご教示いただけるとありがたいです＞ＡＬＬ。

図中赤で示しているダイオードは、リレーの逆起電力保護のためのものです。１Ｎ４１４８とか１Ｓ１５８８とかでＯＫだと思います。ただこの回路において、正直このダイオードにどれだけの効果があるのかはわかりません（単なるおまじないでしかないかも）。

実際４５８０や５５３２を使う場合リレーにかかる電圧が少なくとも±３．３Ｖ以下（９Ｖ－０．６Ｖ（オペアンプ出力段のＶＢＥ）×２）になってしまうので、ざっくりマージンを１０倍（根拠なし）見ても３３Ｖ（参考までに４５８０の動作電圧範囲は±１８Ｖ）、しかもパルスに対する逆起電力ということで、５Ｖリレーかつ電源９Ｖ限定で考えればどの程度これらダイオードの出番があるかは不明です。そんなわけで、わたしはとりあえずダイオードなしで実装して故障率等の経過を見ようと思います。オススメはしませんが。

ふつーのリレー回路における逆起電力でもいいので、想定されるピーク電圧の算出方法か条件を明記した測定結果がわかる資料が欲しいです。

＜長所＞
○ラッチングリレー研究１の回路よりははるかに反応が速い。フットスイッチだけでなくコンタクトスイッチでも十分使えそう。
○上記理由もあって、スイッチを押したのに反応しないことはまずない。安定性が高い。

＜欠点＞
○かなり電圧降下に弱い。８．６Ｖ程度で動かなくなる。これでは正直電池駆動はきつい。ただしレールトゥレールでないオペアンプを使った場合限定の可能性もあり。
○消費電力はラッチングリレー研究１の回路より多め。適切なオペアンプの選択で改善できるか？？

ＰＳ：この項をまとめるにあたり、一庵堂ヨタトークにおいて一庵さんならびに常連の皆さんに有益なアドバイスをいただきました。この場を借りて御礼申し上げます。今度サーボドライブ用ＩＣも使ってみます。

＜Slightly MOD Versionの説明＞
SOFT → HARDを連続的に変えたかったので、モード切り替えはCOMP/FUZZの２通りとして、スイッチによる選択部分を可変抵抗に置き換えました。（上図中赤の部分）
つまみの位置によっては正直使えないセッティング（COMP最小Drive最小とか）もありますが、使えるポイントは増えたと思います。

おそらくCD4007の中身の違いによって、コンプのかかりがかなり変わってくると思います。 メーカーの違うCD4007互換ICをいろいろ差し替えてみましたが、アタックに対する反応性がちょっと変わるぐらいでした。現状、正直コンプモード単独での性能は・・・です。バラックのままですがノイズ多いし。FUZZモードでCOMP最大かつDriveをちょっと上げたぐらいのセッティングが一番このマシンの音色をうまく引き出しているように見えます。

恥ずかしながらCD4007まわりの結線に不具合があって、それを解消したらOTA系コンプっぽくパシパシかかるようになりました。ちょっとシンセっぽいです。ノイズもそんなにひどくないです。3080あたりよりはマシかな？ CD4007の差し替えについては、フェイザーにおけるFETのばらつきぐらいの感じです。メーカーの違うヤツ同じヤツいろいろ何個か揃えておいて、気に入ったものを使えばいいと思います。

FUZZモードの方の音は、コンプ感の強い音から伸びる音までわりといろいろ出ます。COMP最大かつDriveをちょっと上げたぐらいのセッティングなど８０年代を彷彿とさせます。メーカーも回路もかなり違いますが、DeluxeBigmuffのコンプ＋ファズ直列モードにも似た味わいがあります。可変抵抗の部分を増やしたため、オリジナルにない中庸なセッティングも可能となり音色的には使いやすくなったと思います。やっとケースに収める気になりました。コンプが微妙でノイジーなままだったらたぶんバラックのまま放置だったと思います。ああよかった。

（注）リレー回路を作るのもロジックICを使うのもどっちも初めてなので、かなり自信ありません。間違い等ございましたらどしどしご教示ください。

コンパクトエフェクタのトゥルーバイパス化に際して、リレーを使う方法をかなり以前から模索だけはしておりましたが、リレー自体の電力消費の多さに二の足を踏んでおりました。（電池駆動が現実的でなくなる。しかも地球にやさしくない）

ある時、「ラッチングリレーを使うと電力消費が切り替え時だけで済む」という記事を見かけ、試してみようと思い立ったのがこの項の端緒です。とはいえふつーのリレーの使い方すらわからない自分にとってはかなりの難産ではありましたが。

＜ラッチングリレーとは＞
ふつーのリレーは、コイル（電磁石）に電気を入れっぱなしにしないとSET状態を保持できません（電気を消すとバネかなんかの力でRESET状態に戻る）。SET状態を続けるためにコイルに電力をかけ続けなくてはいけない分、電力の消費がかさみます。

ところがラッチングリレーの場合は、１回コイルに（パルス状の）電気を入れると、電気を消した後も（永久磁石かなんかの力で）その状態を保持します。SET状態を続けるためにコイルに電力をかけ続ける必要はなく、その分省電力であると言えます。

ラッチングリレーには、構造上１巻線型と２巻線型があります。１巻線型はコイルがひとつしかなく、コイルに正のパルスをかけたときにSET状態，負のパルスをかけたときにはRESET状態になります。
対して２巻線型はSET用およびRESET用のふたつのコイルがあります。SET用のコイルにパルスをかけたときにSET状態，RESET用のコイルにパルスをかけたときにはRESET状態になります。
（ここでは便宜上SET,RESETという表現をしておりますが、もちろん通常のON-ONスイッチと同様、２回路の切り替えもできます）

ただ、通電は切り替え時の一瞬のみ、という仕組み上、外部からの振動（たとえばライブの時にシールドを引っ張ってしまった、蹴っ飛ばしてしまった等）によりステータスが変わってしまうことが予想されます。どの程度振動に弱いかは、実装した後実際に使ってみて評価したいと思います。

ここでは、オムロンのメーカー資料に１巻線ラッチングリレーのドライブ回路そのものが載っていたので、まずはそのままパクらせていただくこととします。
（リンク先ページ）→ プリント基板用リレー 共通の注意事項（673KB）　２１ページ目（B-40）

＜上の回路の説明＞
現在入手が一番簡単なラッチングリレーは、おそらく松下電工のＴＱシリーズ（制御機器Ｑサービスを利用）だと思います。こういう企業からすると非常に面倒くさい（と思われる）試作およびリテールに対するサービスを用意していただけている（しかも割合対応が早い）ことに感謝します。もし量産等でラッチングリレーをお使いになる方がいらっしゃったら松下電工でお買い求めいただければと思います。わたしと松下電工との間に特別な利害関係があるわけでもないですが。

それはさておき、上記のような入手性および使用回路上の理由で、ここでは松下電工の１巻線ラッチングリレーATQ219（５Ｖ）を使用しています。（もし入手できたらオムロンのリレーでも試してみます。ドライブ回路を参考にさせていただいたので）リレーが５Ｖ用なので制御回路全体の電源を５Ｖで統一しました。ただ、スイッチからT-Flipflop Moduleまでは９Ｖで駆動しても問題ないかもしれません。

R1,C2はチャタリング防止用です。スイッチにcarlingのモメンタリＳＷCarling110-PMを使った場合には、C2の値を0.1μFにした方がよいです。Bossのエフェクタに使用されているような軽量級（？）スイッチの場合は、0.01μFぐらいの方がよさそうです。この辺は実際のスイッチの特性に合わせて現物合わせ的に決定する必要がありそうです。T-Flipflopはここでは4027(JK-Flipflop)を使って実現しましたが、4013(D-Flipflop)を使っても実現できるそうです。ただいずれにせよ２回路あるうちの片方しか使わないので不経済（？）です。RohmのBA634という専用ICは１回路T-Flipflopなのでエフェクタに内蔵する場合等スペースファクターが重視される場合には使い勝手がよさそうです。

スイッチを踏むごとにT-Flipflopにより出力信号が０→１→０→・・・と切り替わります。T-Flipflopの出力そのままではリレーを駆動できないので、間にBufferをはさみます。Bufferとしてここではデジタルトランジスタを使っていますが、なければ2SC1815＋2SA1015＋抵抗10kΩ×4で実装してもかまいません。省スペース性は損なわれますが。

実はこのBufferで信号が反転するのですが、今回はとにかくリレーが切り替わればよいので無問題とします。多少気持ち悪いですが。ただ、実際に使ってみて反応時間やチャタリング等の問題が顕在化するようであれば、シュミットトリガインバータでもぶち込んでみます。

Relay Drive Moduleで重要なのはR3とC3の定数です（図中赤色の部分）。今回はカット＆トライで数値を決定しました。大体♪＝１４４ぐらいの連打までは行けるようです。あまり反応性が速くてもチャタリングに弱くなるのと、使用目的が足踏みによるオルタネート切り替えなのでさすがに高橋名人の１６連射（古い！）とかはしないと思うのとで、こんなものかと思っています。
リレーのメーカーや品番を変えた場合，反応性の好みが異なる場合 および 別の用途に使用する場合は定数を調整してください。（Bufferの能力にもよると思いますが）R3を少なくすると概ね反応が速くなるようですが、C3は大きくし過ぎると今度はチャージに時間がかかるので、最適な条件を決定するのは案外難しいです。

Relay Drive Moduleの動作機序は、切り替え時にC3への充放電によってパルスが生成すること、およびパルスによってQ3が一瞬ONになることを利用したものと思います。D1はONの信号のみを流す整流に、D2はQ3の保護に使われているのでしょうか。

Indicatorは本当はこのように直結するとリレーの反応性に悪影響を与えるのだと思いますが、Bufferに多少の余裕がありそうだったので、とりあえず問題ないことにしています。

＜長所＞
○ラッチングリレー研究２の回路より電圧降下に強い。７Ｖぐらいまでは行けるはず。
○消費電力はＯＮ時５．３ｍＡ，ＯＦＦ時２．６２ｍＡ（フリップフロップとしてＢＡ６３４を使用）
○原理的に逆起電力に強い。

＜欠点＞
○反応がもっさり。フットスイッチではぎりぎりＯＫでもコンタクトスイッチではまず使えない。
○スイッチを押したのに反応しないこともありそう。反応しなかった場合、インジケータの表示と回路の切り替わりが同期しないことも・・・。

アースの引き回しに悩んだらこんな手抜きな方法も・・・

まあ迷信みたいに思われがちな１点アースですが、たとえばBigmuffとかであえてめちゃくちゃなグランドラインの引き回し（２段目と３段目のエミッタ抵抗を直結してからアースに落とす、とか）をしてみたりするとわりと簡単に発振するようになるので、特にFuzzfaceやBigmuffなど電源変動の影響を受けやすいシンプルなディスクリートものの場合は意識したほうがよいと思っています。

＜回路の概略説明、のようなもの：（回路図中青色の部分は2007/3/20修正）＞
入力インピーダンスは～82k(R1そのもの)で、ギターを直接入力するには少し低いような気がします。

OP-AMP Version Bigmuff Subunitは、定数まで含めてオペアンプバージョンのBigmuffほとんどそのままです。R24,R29の定数とスイッチSW1_2が途中に入る点が違うといえば違いますが。トーン回路の定数がディスクリート版とかなり異なります。よりオーバードライブっぽい設定でしょうか。

このDeluxeBigmuffは、SoulPreacherとBigmuffを２in１にしたエフェクタと言われています。出典不明ですが。
そんなわけで便宜上Soul Preacher Subunitと記していますが、わたしはこの回路のような3080を使ったSoulPreacherを知りません。（逆にディスクリート版DeluxeBigmuffは世の中に存在するらしいです。うわさだけ聞いたことがあります）むしろこの回路はBlackfingerの改良版のようにも見えなくないです。

ＩＣ３周辺で絶対値化された信号をＱ１，Ｑ２でピークホールドしている感じでしょうか。ピークホールドの時定数はC9(1μF)とR18(4.7MΩ)決まると思いますが、Ｑ２のベース電流がもれる分だけ短くなると思います。

ＶＣＡ周辺の回路はBlackfingerと似ていますが、より進化しているように見えます。C6によりＩＣ６の反転入力(２ピン)が交流的に接地され、R8とR9によって、差動入力電圧がＩＣ１(1-3)の出力の1/100ぐらいに分圧されています。

この回路もＱ２とＩＣ６の５ピンとの間に可変抵抗をはさむことによってsensitivityを変えることができるはずです。ただ、実機でのコンプ感はBlackfingerよりおとなしいので、より微調整的に働くものと思われます。

純粋なコンプとして考えるとＤ１，Ｄ２の存在は微妙です（用途によってはＬＥＤとかに置き換えたい気もします）。特にsensitivityの可変抵抗を増設した場合にはセッティングによっては歪み系の一種として考えたほうがいいのかも。

＜Slightly MOD Versionの説明＞
さすがに今の時代、ゲイン最大固定はキツイような気がします。
まあ潔いとも言えなくはないですが。
あとOUTを絞ったときに音量がゼロにならないのも気持ち悪いといえば
気持ち悪いように思います。

というわけで、わたしは上の回路図にあるようなMODをしてみました。
オペアンプの帰還抵抗を可変にして、かつOUTの47Ωを取っ払いました。
可変抵抗に直列に接続されている固定抵抗は、ゲインの可変範囲（minimum）を
決定します。47k-200kΩの間で好みに応じて設定してください。

オリジナルを尊重するならば、実機の抵抗値が2.2MΩなので可変2MΩ＋固定200kΩ
としたいところですが、ゲインの低い時の音も結構使えるように感じられたので、
わたし自身は47kΩに設定しました。